Jednołącznikowy falownik napięciowy klasy E w zastosowaniu do nagrzewania indukcyjnego – topologia, cykle pracy oraz koncepcja sterowania modelu układu

Nagrzewanie materiałów lub elementów jest etapem bardzo wielu procesów technologicznych. Często jest ono realizowane poprzez przemianę w ciepło energii elektrycznej, zwaną przemianą elektrotermiczną. Jedną z najpowszechniej stosowanych metod elektrotermicznych jest nagrzewanie indukcyjne, polegające na wytwarzaniu ciepła przy przepływie prądów wirowych przez ośrodek przewodzący. Prądy te indukują się w nim poprzez sprzężenie magnetyczne z tzw. wzbudnikiem, przez który przepływa prąd o odpowiednio dobranej częstotliwości i natężeniu. W metodzie tej wykorzystywane jest zjawisko indukcji elektromagnetycznej Faradaya, stąd jej nazwa. Wzbudnik to odpowiednio ukształtowany przewodnik miedziany (zwykle chłodzony wodą), najczęściej w postaci cylindrycznej lub płaskiej cewki, jedno- lub wielozwojowej. Obiekt poddawany procesowi nagrzewania nosi nazwę wsadu. Przez odpowiedni dobór kształtu wzbudnika i częstotliwości prądu zasilającego można uzyskać precyzyjne dozowanie energii w ściśle określonych obszarach wsadu. Nagrzewanie indukcyjne jest powszechnie stosowane przede wszystkim do nagrzewania i topienia metali.

Do powszechnie dziś stosowanych źródeł zasilania indukcyjnych urządzeń grzejnych należą statyczne przemienniki częstotliwości budowane z wykorzystaniem tranzystorów. Przemiennik częstotliwości, którego zadaniem jest przetworzenie prądu pobranego z sieci zasilającej w prąd o innej wartości i częstotliwości, składa się zwykle z prostownika, obwodu pośredniczącego prądu lub napięcia stałego oraz falownika. Z uwagi na ilość zastosowanych zaworów energoelektronicznych można wyróżnić przede wszystkim falowniki mostkowe z czterema zaworami (łącznikami) półprzewodnikowymi, układy półmostkowe – z dwoma łącznikami oraz kilka rodzajów falowników jednołącznikowych. Układy jednołącznikowe pomimo swoich ograniczeń (zwłaszcza dotyczących mocy wyjściowej) są rozwijane ze względu na możliwości konstruowania wysokosprawnych, możliwie niezawodnych i kompaktowych urządzeń do wykorzystania w różnych aplikacjach, takich jak: nagrzewanie indukcyjne, ale także diatermii chirurgicznej, magnetoterapii, itp. Jednym z nich jest układ przedstawiony na rys. 1, będący tematem niniejszego opracowania. Układ ten, należący do falowników klasy E, został przedstawiony w literaturze głównie przy zastosowaniu w kuchniach indukcyjnych, pracujących zwykle w zakresie częstotliwości 20…50 kHz, m. in. w pracach [1–3].

Celem autorów niniejszego opracowania jest prezentacja właściwości falownika i następnie zastosowanie go w nagrzewaniu indukcyjnym przy częstotliwości prądu wyjściowego wynoszącej kilkaset kiloherców, czyli o ok. rząd wielkości wyższej niż częstotliwość stosowana w opisanych zastosowaniach. Tak duża częstotliwość, z uwagi na wydzielanie się mocy użytecznej jedynie w obszarze przypowierzchniowym wsadu, umożliwia nagrzewanie i topienie elementów o małych wymiarach, jak i realizację procesu hartowania powierzchniowego. Z tą samą częstotliwością przełączany jest tranzystor, co powoduje powstawanie w nim strat łączeniowych, które są proporcjonalne do częstotliwości. Dlatego szczególna uwaga zostanie zwrócona na pracę optymalną falownika, przy której straty przełączania tranzystora są najmniejsze.

Schemat falownika 

Falownik (rys. 1) zasilany jest ze źródła napięcia stałego U_d. Przy zastosowaniu falownika do nagrzewania indukcyjnego elementy R₀ i L₀ reprezentują układ wzbudnik – wsad, będący odbiornikiem. Przy innych zastosowaniach odbiornikiem może być rezystancja R₀, zaś L₀ jest wtedy elementem obwodu rezonansowego. W obu przypadkach kondensator C jest dopełnieniem tego obwodu, a jego pojemność dobierana jest tak, aby uzyskać wymaganą częstotliwość oscylacji. Jako zawór energoelektroniczny zastosowano tranzystor MOSFET.

Rys. 1. Schemat falownika jednołącznikowego

Opis taktów pracy falownika 

Działanie falownika w stanie ustalonym podczas jednego cyklu pracy można podzielić na dwa etapy (takty) pokazane na rys. 2.

Takt I (czas trwania T₁): łącznik (tranzystor lub najpierw jego wewnętrzna dioda, a następnie tranzystor) przewodzi prąd elektryczny. Następuje wykładniczy wzrost prądu obciążenia i₀(t), przy praktycznie stałym napięciu na kondensatorze C (teoretycznie – stałym, w praktyce – z niewielkimi oscylacjami wywołanymi drganiami w obwodzie rezonansowym jaki tworzy pojemność kondensatora głównego obwodu rezonansowego i indukcyjności pasożytniczych układu). W tym takcie napięcie na tranzystorze jest równe zero (w praktyce jest to wartość spadku napięcia na przewodzącej strukturze półprzewodnikowej, która jest również zależna od wielkości przewodzonego prądu).

Takt II (czas trwania T₂): Tranzystor zostaje wyłączony i w tym momencie zaczyna się przeładowanie w obwodzie oscylacyjnym R₀L₀C. Prąd i₀ odbiornika oraz napięcie u_C na kondensatorze mają kształt sinusoid tłumionych, przy czym początkowa wartość napięcia na kondensatorze jest równa napięciu zasilania U_d. Jeśli rezystancja w gałęzi R₀L₀ jest odpowiednio mała, tłumienie takiego przebiegu również jest niewielkie i przy właściwym sterowaniu, napięcie u_C na kondensatorze przy przeładowaniu ponownie osiąga wartość równą napięciu zasilania U_d (co jest wyznacznikiem końca taktu II i rozpoczęcia taktu I następnego cyklu). Możliwe są wtedy dwa przypadki:

1. Wielkość Ud jest maksymalną wartością osiąganą przez napięcie na kondensatorze podczas przeładowania. Pochodna napięcia uC względem czasu w chwili osiągnięcia wartości Ud jest więc równa zero, co oznacza zerową wartość prądu kondensatora. Należy wtedy załączyć tranzystor i takt I następnego cyklu rozpocznie się od przewodzenia tranzystora przy narastaniu jego prądu od zera. Uzyskuje się bardzo korzystne warunki załączania tranzystora (praktycznie zerowe straty mocy w tranzystorze). Ten rodzaj pracy falownika określany jest mianem pracy optymalnej i jest opisany bardziej szczegółowo w dalszej części opracowania.
2. Napięcie uC na kondensatorze po przeładowaniu ponownie osiąga wartość równą napięciu zasilania Ud przy niezerowym prądzie kondensatora oraz odbiornika (czyli z pochodną różną od zera). Napięcie u_C ma tendencję do dalszego narastania, ale jest to niemożliwe z uwagi na strukturę układu. Zaczyna samoczynnie przewodzić dioda wewnętrzna tranzystora przejmując prąd kondensatora. W konsekwencji takt I następnego cyklu pracy falownika rozpoczyna się od przewodzenia diody. Prąd i₀ jest ujemny i zmierza do zera; przed jego przejściem przez zero (zanikiem prądu diody) należy ponownie załączyć tranzystor, który przejmie prąd i₀. Taki stan pracy można określić jako suboptymalny – straty przełączania są nieco większe niż przy pracy optymalnej.

W obu wymienionych wyżej przypadkach załączanie tranzystora następuje przy praktycznie zerowym napięciu na tranzystorze ZVS (ang. Zero Voltage Switching).

Możliwy jest jeszcze jeden przypadek pracy falownika, kiedy napięcie u_C na kondensatorze podczas przeładowania nie osiąga ponownie wartości Ud. Oznacza to, że napięcie na tranzystorze nie dochodzi do zera. W momencie załączenia tranzystora, nawet w minimum tego napięcia, powstanie więc znaczny udar prądu doładowania kondensatora C ze źródła zasilania. Spowoduje to dodatkowe obciążenie prądowe tranzystora i co za tym idzie – zwiększenie strat i obniżenie sprawności układu. Do tego dochodzi jeszcze dodatkowa energia strat w tranzystorze podczas jego załączania z powodu zwierania pojemności wyjściowej tranzystora przez jego rezystancję. Omawiany przypadek może mieć miejsce wtedy, gdy czas trwania taktu I jest zbyt krótki, aby w indukcyjności zgromadzić ilość energii wystarczającą do wydzielenia się w rezystancjach obwodu oraz przeładowania kondensatora. Innym powodem może być zbyt duże tłumienie obwodu rezonansowego R₀L₀C. Ten stan pracy jest niekorzystny energetycznie i należy go unikać, zwłaszcza przy dużej częstotliwości przełączania tranzystora. Można go określić mianem pracy nieoptymalnej.

Rys. 2. Cykle pracy falownika

Istnieje potencjalna możliwość regulacji mocy wyjściowej falownika poprzez dopuszczenie do większej ilości samoczynnych przeładowań w obwodzie drgającym R₀L₀C (zwłaszcza przy małym tłumieniu obwodu). Taki sposób regulacji pozwala wyłącznie na obniżenie mocy wyjściowej urządzenia. Wymaga on wydłużenia czasu przewodzenia łącznika w II-gim takcie pracy. W omawianym przypadku możliwa jest także praca optymalna – załączanie tranzystora przy zerowych wartościach napięcia na tranzystorze i jego pochodnej. Napięcie u_C osiąga przy wcześniejszej oscylacji (wcześniejszych oscylacjach) wartości większe od U_d – dlatego wymienionym wyżej warunkiem takiej pracy jest brak diody zwrotnej.