Badania właściwości tranzystora Z-FET MOSFET wykonanego z węglika krzemu CMF20120D firmy CREE

fot. CREE

W artykule przedstawiono wyniki badań tranzystora CMF20120D wykonanego z węglika krzemu w standardowym teście dwupulsowym. Na podstawie zarejestrowanych pomiarów metodą oscyloskopową sporządzono szereg charakterystyk pokazujących możliwości i zastosowania jak również weryfikacji parametrów podanych przez producenta.

Węglik krzemu (SiC), znany także pod nazwami karborund i moissanit (nazwy nadane przez francuskiego naukowca dr. Henriego Moissana, który jako pierwszy zidentyfikował SiC w 1905 roku). Ten materiał  jest ciałem stałym złożonym w 50% z węgla i w 50% z krzemu. Węglik krzemu ze względu na swoje parametry i właściwości znajduje zastosowanie w wielu dziedzinach, ale głównym obszarem zastosowania jest elektronika. Węglik krzemu posiada ponad dwieście politypów z których tylko dwa znajdują zastosowanie przy produkcji elementów półprzewodnikowych. Tymi politypami są: 4H-SIC i 6H-SIC [1], [7]. Węglik krzemu przy produkcji jako półprzewodnik jest na etapie badań oraz wczesnej seryjnej produkcji. Pierwszym półprzewodnikiem z SiC była dioda Schottky’ego. W 2008 roku na rynku pojawił się tranzystor JFET na napięcie blokowania 1200V a trzy lata później MOSFET o takim samym napięciu. W artykule przedstawiono wyniki badań dotyczą tranzystora Z-FET MOSFET CMF2012D firmy CREE [5], którego główne parametry przedstawia tabela 1.

Tabela 1. Główne parametry badanego tranzystora:

Napięcie VDS [V]	Prąd ID (25oC/100oC) [A]	Rezystancja RDS(ON) (25oC) [mΩ]
1200	42/24	80

Obecnie w Polsce realizowany jest projekt badawczy (National Polish Silicon Carbide Project) [9], którego zadaniem jest opracowanie technologii produkcji monokryształów 4H-SIC i 6H-SIC, jak również możliwości produkcji przyrządów z SiC. W skład grup badawczych realizujących projekt wchodzą jednostki badawczo-rozwojowe, oraz uczelnie wyższe.

Test dwupulsowy

Test dwupulsowy [2], [3], [4] służy do badania dynamicznych stanów tranzystora w układzie, który przedstawia rysunek 1. Ideą tego testu jest wygenerowanie kolejno dwóch impulsów o odpowiednich czasach trwania.

Podczas pierwszego – dłuższego – impulsu załączany jest badany tranzystor (D.U.T.) (ang. device under test) na taki czas t1, aby prąd w cewce L1 osiągną żądaną wartość, tzn. wartość prądu I_D (drain current), przy którym będą rejestrowane dynamiczne stany tranzystora w czasie trwania drugiego – krótszego - impulsu t2. Obrazuje to rysunek 2.

Generacja czasów trwania impulsów zrealizowana została w układzie programowalnym Cyclone I EP1C3T144C8N na płycie bazowej EBVfpga firmy PROPOX. Program został opracowany w taki sposób, aby była możliwość regulacji czasu trwania pierwszego impulsu co dawało możliwość kontroli nad maksymalną wartością prądu płynącego przez tranzystor jak również było niezbędne do wyznaczenia wybranych charakterystyk. Brak kontroli prądu skutkował by uszkodzeniem samego tranzystora lub przyrządu pomiarowego jakim jest sonda prądowa.

Rys. 1. Schemat układu do badania tranzystora podczas testu dwupulsowego

Rys. 2. Przebiegi oscyloskopowe prądu drenu I_D i napięcia dren-źródło U_DS w teście dwupulsowym.

Stromość narastania prądu tranzystora określa zależność:

(1)

Maksymalna wartość czasu trwania pierwszego impulsu wynosiła 40µs, co wynikało z równania (1). Aktualny czas trwania pierwszego impulsu wyświetlany był na wyświetlaczu LCD2x16 sterowanym przez układ programowalny, natomiast czas trwania drugiego impulsu wynosił 600ns. W tym czasie możliwe było zarejestrowanie trwania stanów dynamicznych badanego tranzystora na ekranie oscyloskopu.

Przyrządy pomiarowe

Ze względu na bardzo krótkie rejestrowane czasy rzędu kilkudziesięciu nanosekund podczas badania tranzystora metodą oscyloskopową, konieczne było zastosowanie odpowiednich sond pomiarowych. Tymi sondami były: sonda napięciowa firmy Tektronix typu P5102 o paśmie przenoszenia 100MHz 10x 1000V, oraz typu P6139B o pasmie przenoszenia 500MHz, 10x, 300V i sonda prądowa również tej samej firmy typu TCP0030 o pasmie przenoszenia 120MHz, prądzie maksymalnym RMS 30A (peak 50A). Wszystkie pomiary i rejestracje wykonywano przy pomocy oscyloskopu firmy Tektronix model DPO7254 o parametrach 2.5GHz 40GS/s. Na rysunku 3 pokazano przebiegi prądu I_D badanego tranzystora dla dwóch różnych pomiarowych sond prądowych. Opóźnienie rzędu 20ns jakie wprowadzała sonda A6302, w efekcie wąskiego pasma przenoszenia, uniemożliwiało przeprowadzenie precyzyjnych pomiarów oscyloskopowych.

Rys. 3. Przebiegi prądu drenu I_D i napięcia dren-źródło U_DS dla dwóch różnych sond prądowych.

Badania rezystancji przewodzenia R_D(ON) przeprowadzone zostały metodą techniczną. Pomiar spadku napięcia na załączonym tranzystorze według rysunku 10, wyznaczono przy prądzie ze stabilizowanego zasilacza o ograniczeniu prądowym równym 10 amperów. W tym układzie przebadane zostały trzy tranzystory w celu sprawdzenia parametrów podanych przez producenta. Każdy badany tranzystor posiadał nadrukowany indeks cyfrowy, co zapewniło identyfikację przyrządów w trakcie badań. W tej również konfiguracji przeprowadzono badania termiczne wpływu temperatury na wartość rezystancji poszczególnych tranzystorów, a charakterystyki zamieszczono na rysunku 11.

Rys. 10. Schemat układu pomiarowego do wyznaczenia rezystancji przewodzenia R_D(ON)

Tranzystor był zamocowany do płytki miedzianej o wymiarach 150x100x2 mm służącej jako radiator a pomiaru temperatury dokonywano za pomocą termopary i miernika uniwersalnego ALATRON MU-25G. Termoparę umieszczono na radiatorze w pobliżu obudowy tranzystora. Wzrost temperatury radiatora wynikał z mocy jaką tracił tranzystor w wyniku przepływu prądu o wartości 10 amperów (ograniczenie prądowe zasilacza stabilizowanego).

Rys. 11. Wykres rezystancji R_D(ON) badanych tranzystorów w funkcji temperatury radiatora dla przepływu prądu o wartości 10 amperów

Jak widać (rys. 11) tylko jeden tranzystor (Tr_8) miał zbliżoną rezystancję przewodzenia do deklarowanej przez producenta wynoszącą 80mΩ. Producent deklaruje również, że maksymalna rezystancja przewodzenia nie przekroczy 200mΩ w całym zakresie temperaturowym (do 135^oC – temperatura złącza).

Rys. 12. Przebieg oscyloskopowy „ON-OFF” napięcia U_DS i prądu I_D dla opornika bramkowego R_G=5Ω i napięcia blokowania 600V

Rys. 13. Przebieg oscyloskopowy „ON-OFF” napięcia U_DS, prądu I_D i napięcia U_GS z przed opornika bramkowego R_G=5Ω.

Na rysunkach 12 i 13 przedstawiono przebiegii zarejestrowane podczas badań, obrazujące kształt napięcia i prądu tranzystora w stanach dynamicznych i stanie statycznym. Rysunek. 13 przedstawia przebieg napięcia bramkowego U_GS na którym widać czasy opóźnienia włączenia i wyłączenia tranzystora, które są mniejsze od 50ns, co potwierdza dane producenta.

Podsumowanie

W wyniku przeprowadzonych badań i przeglądu stanu wiedzy na temat węglika krzemu (SiC) oceniono, że stosowanie go na szeroką skalę w obszarze elektroniki jest uzasadnione. Potwierdzono krótkie czasy łączeń  tranzystora SiC 30-40ns, oraz małe straty energii w tych procesach (E_ON 400µJ, E_OFF 250 µJ) co predysponuje te przyrządy do stosowania w układach elektronicznych i energoelektronicznych przekształcających energię elektryczną z wysoką częstotliwością [6], [7]. Dzięki stosowaniu elementów SiC w układach tego rodzaju osiągana jest sprawność przekształtników na poziomie 98%.

W wyniku pomiarów stwierdzono, że wartości napięcia nasycenia badanych tranzystorów SiC MOSFET, oraz rezystancja dynamiczna w niektórych przyrządach odbiegają od danych deklarowanych w tym zakresie przez producenta przyrządów. Może to świadczyć o nie w pełni ustabilizowanej technologii wytwarzania tych elementów. Korzystne w tych warunkach może być prowadzenie pomiarów podstawowych parametrów wymienionych tranzystorów w trakcie realizacji ich zakupów.

Jedną z podstawowych barier ograniczających szersze zastosowanie SiC jest jego wysoka cena. Wysoka cena węglika krzemu podyktowana jest kosztowną technologią wytwarzania jego formy monokrystalicznej. Obecnie, najbardziej powszechną technologią produkcji jest proces wzrostu kryształu z fazy gazowej w temperaturze powyżej 2000^oC [8], który jest czasochłonny i bardzo niestabilny co może skutkować niezbyt dużym uzyskaniem kryształów o parametrach wymaganych do produkcji przyrządów półprzewodnikowych, oraz odchyleniami parametrów produktów finalnych.

LITERATURA:

[1]  Philip G. Neudeck Silicon Carbide Technology, October 2006

[2]  Adamowicz M., Pietryka J., Giziewski S., Rutkowski M., Krzemiński Z., Układy sterowania bramkowego tranzystorów z węglika krzemu Sic JFET w falownikach napięcia, Przegląd Elektrotechniczny, 4b (2012), 1-6

[3]  Rąbkowski J., Zdanowski M., Barlik R., Sterowniki bramkowe dla tranzystorów z węglika krzemu (Sic) – przegląd rozwiązań Przegląd Elektrotechniczny, 4b (2012), 187-192

[4]  Kim A., Switching-Loss Measurement of Current and Advanced Switching Devices for Medium – Power Systems, Master of Science in Electrical Engineering, August 10, 2011 

[5]  CMF20120D-Silicon Carbide Power MOSFET Z-FET MOSFET N-Channel Enhancement Mode, 2012

[6]  Zymmer K., Mazurek P. Comparative investigation of SiC and Si Power electronic devices operating at high switching frequency, Bulletin of the polish academy of sciences technical sciences, Vol 59, No. 4 December 2011 str. 555-559

[7]  Michalski A., Zymmer K, Przyrządy półprzewodnikowe z węglika krzemu w przekształtnikach energoelektronicznych. Prace Instytutu Elektrotechniki nr 248/2010 str. 5-20

[8]  Wijesundara M, Azevedo R, Silicon Carbide Microsystems for Harsh Environments 2011

[9]  http://sic.dsod.pl/

Badania

Badania właściwości tranzystorów w stanach dynamicznych sprowadzają się do szeregu pomiarów, których wyniki decydują o możliwościach stosowania tych tranzystorów w urządzeniach przemysłowych. Na stany dynamiczne tranzystora (włączenie, wyłączenie) wpływa szereg parametrów zewnętrznych takich jak: wartość napięcia bramki U_GS, opornika bramkowego R_G , temperatura, oraz napięcie U_DS na tranzystorze w czasie jego blokowania i wartość prądu przewodzonego I_D przez tranzystor.

Rys. 4. Metodologia pomiaru - przebieg prądu I_D i napięcia U_DS oraz przebiegi dodatkowe M1 (moc) i M3 (całka mocy).

Dla powyższych parametrów przeprowadzone zostały kolejne rejestracje prądu i napięcia dokonane za pomocą oscyloskopu na podstawie których sporządzono odpowiednie wykresy. Rejestrowane były tylko dwie wartości przebiegów napięcia U_DS i prądu I_D.Dodatkowe przebiegi takie jak moc (U_DS*I_D), oraz całka tej mocy (energia) charakteryzujące właściwości dynamiczne tranzystora zostały obliczone na podstawie chwilowych wartości prądu i napięcia. Na rysunku 4 przedstawione są wspomniane przebiegi wraz z wyliczonymi wartościami (dolna środkowa część rysunku) na podstawie których wyznaczono poszczególne charakterystyki.

Głównym parametrem jaki był wyliczany była energia, która jest wprost proporcjonalna do mocy P i czasu t co przedstawia zależność (2). W przypadku przebiegu zmiennego w czasie , moc jest całką iloczynu napięcia i prądu w okresie T, wyrażoną wzorem (3). W odniesieniu do rysunku 4 energia włączenia lub wyłączenia tranzystora jest wyliczana z całki mocy wydzielonej w czasie (t2 - t1). Kursory a(t1) i b(t2) przecinają przebieg U_DS odpowiednio w 90% i 10% wartości tego napięcia.

	(2)
	(3)

Pierwszym badaniom jakim został poddany tranzystor był wpływ wartości napięcia U_GS załączania tranzystora na wartość energii załączania E_ON i wyłączania E_OFF tranzystora. Na rysunku 5 przedstawiony jest schemat sterownika z uwzględnieniem regulacji napięcia stałego V1 w zakresie od 15V do 21V i w takim zakresie przeprowadzono pomiary.

Rys. 5. Schemat sterownika tranzystora z uwzględnieniem regulowanego napięcia dodatniego włączenia tranzystora V1(U_GS)

Badanie wykonano dla stałego napięcia emiter-collector V_DC=600V (rys.1), prąd I_D (ang. Continous Drain Current) równy 20A, oraz wartość opornika bramkowego (rys.5) wynosząca 5Ω. Wyniki są przedstawione na rysunku 6.

Rys. 6. Wykres zależności energii (a) i czasów (b) w stanach dynamicznych w funkcji wartości napięcia dodatniego włączenia tranzystora U_GS

Z wykresu a) wynika, że minimalną energię włączenia osiągnięto przy napięciu bramki 20V. Taką wartość rekomenduje producent. Wartość napięcia bramki ma wpływ także na czasy narastania i opadania napięcia blokowania tranzystora, co obrazuje wykres b) (rys. 6).

Kolejno przeprowadzono badanie wpływu wartości prądu drenu tranzystora na energię i czas włączenia i wyłączenia. Pomiary wykonano dla napięcia 600V przy dwóch wartościach opornika bramkowego R_G=5Ω i R_G=10Ω i napięciu U_GS=20V. Zmiany wartości prądu uzyskano poprzez zmianę czasu narastania prądu w dławiku L1 (rys.2). Na rysunku 7 przedstawiono rezultaty pomiarów.

Rys. 7. Wykres zależności energii a), czasów b), piku prądu c) i średniej mocy d) w stanach dynamicznych w  funkcji prądu drenu I_D tranzystora.

Analizując powyższe rysunki zauważono, że straty łączeniowe tranzystora rosną proporcjonalnie wraz ze wzrostem prądu drenu i rezystancji opornika bramkowego (rys.7a). Czas opadania napięcia blokowania t_fv podobnie jak energia rośnie wraz z wzrostem prądu drenu i napięciem blokowania tranzystora. Inaczej zachowuje się charakterystyka czasu narastania napięcia blokowania t_rv, ponieważ maleje nieliniowo i ustala się w zależności od rezystancji opornika bramkowego (rys. 7b). Zarejestrowane czasy nieznacznie odbiegają od czasów podanych w katalogu producenta firmy CREE [3]. Z (rys. 7c) wynika, że wartość szczytowa prądu drenu I_Dpeak w funkcji prądu drenu I_D jest stała dla różnych wartości rezystancji opornika bramkowego. Rysunek 7d przedstawia wartość mocy jaka wydziela się w badanym przyrządzie półprzewodnikowym w stanach włączenia i wyłączenia. Średnia wartość strat mocy w stanach dynamicznych nieznacznie się zmienia w zależności od wartości rezystancji opornika bramkowego, ale się zmienia - wzrasta - , wraz ze wzrostem prądu drenu tranzystora.

Inną charakterystykę energii i czasów w funkcji napięcia blokowania ilustrują wykresy na rysunku 8. Charakterystyki były wyznaczone dla stałego prądu drenu równego 20A i dla dwóch wartości rezystancji bramkowej R_G równej 5Ω i 10Ω. Z charakterystyk (rys.8) wynika, że energia w stanach dynamicznych rośnie wraz ze wzrostem napięcia U_DS. Inaczej to wygląda jeśli spojrzymy na wykres z pomiarem czasów (rys.8b). Czas opadania (fall time) napięcia U_DS podobnie jak energia rośnie wraz ze wzrostem napięcia blokowania i rezystancji opornika bramkowego.

Czas narastania (ang. rise time) napięcia U_DS maleje wraz ze wzrostem napięcia blokowania i osiąga minimum przy napięciu 450V, a następnie zaczyna rosnąć. Na wykresach z rysunku 9 przedstawione są przebiegi czasowe prądu, napięcia, energii i mocy w stanach dynamicznych tranzystora dla badań w funkcji prądu drenu (charakterystyki z rys. 7).

Rys. 8. Wykres przebiegu energii a) i czasów b) w funkcji napięcia blokowania dla różnych wartości opornika bramkowego.

Rys. 9. Wykresy przebiegów czasowych prądu I_D, napięcia U_DS, energii E i mocy P w chwili włączenia a), b) i wyłączenia badanego tranzystora c), d) dla napięcia blokowania 600V